如何實現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)
從設(shè)計角度看，超級電容和電池的根本區(qū)別在于電容器在充/放電周期發(fā)生的顯著電壓變化。充電時，理論上，電容器的電壓從零上升到其最高額定電壓，而電池的端電壓在其工作周期中變化很小。超級電容是電子電容器的一個子集。可通過下式得出能從超級電容放電周期中(放電周期是指電容器的端電壓從其最大值VMAX變?yōu)樽畹凸ぷ麟妷篤MIN的過程)獲得的有效能量EEFF：
EEFF = 1/2 &TImes; C &TImes; ( V2MAX – V2MIN) (1)
相應(yīng)地，有效能量比(EER)可定義為：
EEFF/ EMAX = 1–(VMIN/VMAX)2 (2)
其中EMAX代表電容器存儲的總能量。等式2明確表明，隨著我們通過減少電容器內(nèi)的駐留電能，而降低了被供電電路的最低工作電壓VMIN，有效能效比可獲得極大地提升。對任何以電容供電的電路來說，能效比都是一個非常重要的設(shè)計考慮。
當電路內(nèi)電子器件的最低工作電壓VMIN從3.6V降為1V時，能效比從48%提高到96%。因此，對于電容供電電路的設(shè)計來說，“擠壓器件的工作電壓”是首先要考慮的問題。
使用超低功率DC/DC升壓轉(zhuǎn)換器(如參考文獻2所述的無電感型轉(zhuǎn)換器，其工作電壓可低至0.7 V)可實現(xiàn)該目標，但它可能會增加設(shè)計成本和功耗。另一種選擇是使用針對超低電壓器件工作而研制的專用設(shè)計技術(shù)。
參考文獻3介紹的就是這樣一種低壓電路設(shè)計的好例子。建議采用的微功率、超低電壓、全頻、無二極管整流器就非常適合電容供電的電路(圖2)。
圖2：最簡單的無二極管精精密全波整流器采用單個軌至軌運算放大器和三個匹配的電阻。
為把握電路的工作原理，請務(wù)必注意：運算放大器工作在單電源模式。若將正信號加到輸入端(VIN> 0)，運算放大器的輸出就變?yōu)榱悖藭r整個電路實際上轉(zhuǎn)變成一個簡單的由三個電阻(R1、R2和R3)串聯(lián)的無源網(wǎng)絡(luò)。當輸入信號為負時，運算放大器恢復(fù)“正常線性狀態(tài)”并作為常規(guī)反相放大器工作。為產(chǎn)生對稱的正半波和負半波輸出，R1、R2和R3的值必須要滿足如下條件：
R1 &TImes; R3 = R2 &TImes; (R1 + R2 + R3) (3)
在滿足等式3的條件下，電路在點2具有1/2的增益。可添加一個增益為2的非反相放大器以得到一致的整體增益，從而實現(xiàn)工作等式VOUT=|VIN|。
該電路具有一定局限性：其正負半波的輸入阻抗不同。理論上，正半波的阻抗是R1+R2+R3，而負半波的僅為R1。此外，運算放大器的輸入寄生電容(CP)會影響交流工作模式，尤其是在高頻范圍。(交流性能的詳細分析遠遠超出了本文范圍。我建議在實際設(shè)計中采用Spice仿真)。
該電路可采用多種軌至軌微功率運算放大器，例如：美國國家半導(dǎo)體的雙LM*2(VMIN= 1.8 V);美信集成產(chǎn)品的雙MAX 4289(VMIN=1.0V);或相似類型的產(chǎn)品。
由于典型的硅二極管具有約0.6V的正向壓降，因此其輸出動態(tài)范圍要從電源電壓中減去這0.6V。在構(gòu)建電容供電電路(其中電路電源電壓應(yīng)盡可能的低)時，這一考慮已變得相當重要。基于這個原因，建議采用的無二極管設(shè)計方案更適合電容供電模式。它節(jié)省了寶貴的0.6V電壓(考慮到運算放大器可工作在1V的這種可能性，0.6V的確非常有價值)，從而降低了電路的最低工作電壓，進而提高了方案的整體能效比。
如何實現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)
由于RF電路的工作頻率不斷提升,片式電感在應(yīng)用方面的性能特點發(fā)生了明顯變化,已經(jīng)開始顯現(xiàn)出低端微波頻段的工作特性。因此，為有效提升片式電感的電性參數(shù)，改善RF電路性能，必須進一步分析其低頻特性與高頻特性的不同規(guī)律。
另一方面，不斷推陳出新的通信系統(tǒng)(GSM、CDMA、PCS、3G…)使得片式電感的工作頻率逐步達到了2GHz甚至更高。因此，以傳統(tǒng)的集中參數(shù)電路理論對片式電感器件進行阻抗分析，則顯現(xiàn)出越來越明顯的局限性。探索適合高頻條件下的工程分析手段也已成為片式電感研發(fā)、生產(chǎn)、分析和應(yīng)用的重要課題。
阻抗分析
電感的物理意義是利用導(dǎo)電線圈儲存交變磁場能量,而在實際電路應(yīng)用中,電感器件的主要作用則是向電路提供所需的感性阻抗,在與其他相關(guān)元件配合下完成相應(yīng)的電路功能(匹配、濾波、振蕩等)。常見的片式電感器件包括疊層片式、繞線片式、光刻薄膜等形式，其生產(chǎn)工藝和內(nèi)電極結(jié)構(gòu)均有所不同。但在中低頻率條件下,由于信號波長遠大于器件尺寸,器件的電路響應(yīng)受內(nèi)電極結(jié)構(gòu)的影響較小,通常都可以采用集中參數(shù)等效模型(見圖一)對片式電感的阻抗特性予以近似分析。據(jù)此可推導(dǎo)出常用電性能參數(shù)的函數(shù)式。
導(dǎo)納函數(shù)
Y(j )=({1}over{R_{O}}+{r}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{O}})+j( C_{O}-{ L_{O}}over{r^{2}+ ^{2}L^{2}_{o}})
則阻抗函數(shù)
Z(j )={1}over{Y(j )}=R( )+j ( )
可近似導(dǎo)出阻抗
Z( )=sqrt{R^{2}( )+ ^{2}( )}
={ L_{O}}oversqrt{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}
電感量
L( )={ ( )}over{ }={L_{O}(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({{ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{O}})^{2}+(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})^{2}}
品質(zhì)因素
Q( )={ ( )}over{R( )}={(1-{ ^{2}}over{SRF^{2}})}over{({ L_{O}}over{R_{O}}+{r}over{ L_{o}})}
其中
SRF={1}over{2 sqrt{L_{O}C_{O}}}
=2 F
由這些函數(shù)表達式不難歸納出:
(1)在工作頻率低于自諧頻率SRF時，片式電感的阻抗特性非常接近理想電感而呈現(xiàn)較好的線性特性，品質(zhì)因素Q也較高，因此通常以此確定電感的額定工作頻段;
(2)在電感量L0為額定值時，提高自諧頻率SRF的唯一方法是減小寄生電容C0;
(3)在低頻工作區(qū),降低內(nèi)電極電阻r將有效提升品質(zhì)因素Q值，而在高頻工作區(qū)，減小電磁漏損(增大R0)對Q值的提高則更為顯著;
(4)當工作頻率 高于自諧頻率SRF時,片式電感呈現(xiàn)出容性阻抗特性。
通常應(yīng)用中，利用阻抗分析儀檢測片式電感端電極間的Z( )、L( )、Q( )等參數(shù)，即可準確反映出工作頻率下實際電路的響應(yīng)特性，據(jù)此可進行準確的電路設(shè)計與器件選擇。作為比較，圖2中列出相同規(guī)格的高頻電感(SGHI1608H100N)與鐵氧體電感(SGMI1608M100N)的L(f)、Q(f)參數(shù)曲線，顯然高頻電感有更高的自諧頻率和線性工作頻段，而鐵氧體電感則有較高的Q值。
高頻分析
當工作頻率較高(2GHz左右)時，信號波長逐漸可以與器件尺寸相比擬。片式電感的阻抗呈現(xiàn)出明顯的分布特性，即不同的參考位置存在不同阻抗。圖1所示的分析模型已不適合用以描述高頻工作的電感器件。在高頻條件下，器件的電路響應(yīng)可隨其尺寸和空間結(jié)構(gòu)的不同而發(fā)生相應(yīng)變化，常規(guī)的阻抗測量參數(shù)已不能準確反映實際電路中的響應(yīng)特性。以某型號移動手機RF功放電路為例，其中兩款用于阻抗匹配的高頻電感(工作頻率1.9GHz)均采用光刻薄膜式電感，若以相同規(guī)格及精度，但Q值明顯較高的疊層片式電感(測量儀器 HP-4291B)予以取代，其結(jié)果卻是電路傳輸增益下降近10%。說明電路匹配狀態(tài)下降，用低頻分析方法顯然無法準確解釋高頻應(yīng)用問題，僅僅關(guān)注L( )和Q( )對片式電感的高頻分析是不適宜的，至少是不夠的。
電磁場理論在工程中常用來分析具有分布特性的高頻應(yīng)用問題。通常在利用阻抗分析儀(HP-4291B)對片式電感進行的測量中，可通過夾具補償和儀器校準等手段將測量精度提高到 0.1nH左右，理論上足以保證電路設(shè)計所需的精度要求。但不容忽視的問題是，此時的測量結(jié)果僅僅反映了匹配狀態(tài)下(測量夾具設(shè)計為精確匹配)電感器件端電極界面之間的參數(shù)性能，對電感器件的內(nèi)部電磁分布情況和外部電磁環(huán)境要求卻未能反映出來。相同測試參數(shù)的電感可能因內(nèi)電極結(jié)構(gòu)不同而存在完全不同的電磁分布狀態(tài)，在高頻條件下，片式電感的實際電路應(yīng)用環(huán)境(近似匹配、密集貼裝、PCB分布影響)與測試環(huán)境往往有差異，極易產(chǎn)生各種復(fù)雜的近場反射而發(fā)生實際響應(yīng)參數(shù)(L、Q)的微量變化。對RF電路中的低感值電感，這種影響是不容忽視的，我們把這種影響稱之為“分布影響”。
高頻電路(包括高速數(shù)字電路)設(shè)計中，基于電路性能、器件選擇和電磁兼容等因素的考慮，通常是以網(wǎng)絡(luò)散射分析(S參數(shù))、信號完整性分析、電磁仿真分析、電路仿真分析等手段，來綜合考量實際電路系統(tǒng)的工作性能。針對片式電感器件的“分布影響”問題，一個可行的解決方案是對電感器件進行結(jié)構(gòu)性電磁仿真并精確提取相應(yīng)的SPICE電路模型參數(shù)，作為電路設(shè)計的依據(jù)，以此有效減小電感器件在高頻設(shè)計應(yīng)用中的誤差影響。國外(日本)主要元器件企業(yè)的片式電感產(chǎn)品技術(shù)參數(shù)大多包含有S參數(shù)，通常可用于精確的高頻應(yīng)用分析。
電路應(yīng)用
在高頻電路中比較常用的片式電感有光刻薄膜電感、片式繞線電感和疊層片式電感三種。由于內(nèi)電極的結(jié)構(gòu)特點有明顯不同，即使參數(shù)規(guī)格相同情況下，其電路響應(yīng)卻不盡相同。實際電路應(yīng)用中對電感器件的選擇有一定規(guī)律和特點，在此可略作歸納如下：
阻抗匹配：射頻電路(RF)通常由高放(LNA)、本振(LO)、混頻(MIX)、功放(PA)、濾波(BPF/LPF)等基本電路單元構(gòu)成。在特性阻抗各不相同的單元電路之間，高頻信號需要低損耗耦合傳輸，阻抗匹配成為必不可少。典型方案是利用電感與電容組合為“倒L”或“T”型匹配電路，對其中的片式電感，匹配性能的好壞很大程度是取決于電感量L的精確度，其次才是品質(zhì)因素Q的高低。在工作頻率較高時，往往使用光刻薄膜電感來確保高精度的L。其內(nèi)電極集中于同一層面，磁場分布集中，能確保裝貼后的器件參數(shù)變化不大。
諧振放大：典型的高頻放大電路通常采用諧振回路作為輸出負載。對其增益和信噪比等主要性能參數(shù)來說，片式電感的品質(zhì)因素Q成為關(guān)鍵。L的少許誤差影響可由多種電路形式予以補償和修正，因而多采用繞線片式電感和疊層片式電感，對工作頻率下的Q值要求較高。而薄膜片式電感無論是價格還是性能在此都不適合。
本地振蕩：本振電路(LO)必須由含振蕩回路的放大電路構(gòu)成，通常是以VCO-PLL的形式向RF電路提供精確的參考頻率，因此本振信號的質(zhì)量直接影響著電路系統(tǒng)的關(guān)鍵性能。振蕩回路中的電感必須具有極高的Q值和穩(wěn)定度，以確保本振信號的純凈、穩(wěn)定。由于石英晶體具有相對較寬的阻抗動態(tài)補償，此時對片式電感的L精度要求并不是首要指標，因此疊層片式電感和繞線片式電感多被用于VCO電路。
高頻濾波：低通濾波(LPF)常見于高頻電路的供電去耦回路，有效抑制高次諧波在供電回路的傳導(dǎo)，額定電流和可靠性是首要關(guān)注參數(shù);而帶通濾波(BPF)則多用于高頻信號的耦合，或同時兼有阻抗匹配的作用。此時插入衰減要盡量小，L、Q是此時的重點參數(shù)。綜合比較，疊層片式電感最適合這種應(yīng)用。
如何實現(xiàn)高能效比電容供電電路以及電子線路CAD在高頻電路分析中的挑戰(zhàn)